电源抑制比的PSRR

电源抑制比的PSRR

基本计算公式为：

PSRR = 20log[(Ripple(in) / Ripple(out))]

PSRR 的单位为分贝(dB)，采用对数比值。

从上面的式子可以看出，影响输出信号的因素除了电路本身之外，还受到了供电电源的影响。PSRR 是一个用来描述输出信号受电源影响的量，PSRR 越大，输出信号受到电源的影响越小。

还可得出，输出电压散简启 Vout 是 Vin 与电源电压 VCC 的函数。如果输入信号 Vin 变化了 ⊿Vin，输出信号的变化量 ⊿Vout 是由输入到输出的电压增益 Av 乘以输入电压的变化量 ⊿Vin。如果把电源电压变化 ⊿VCC 看作一个很小信号，由于电源电压变化导致的输出电压的变化量 ⊿Vout 则为电源电压到输出的电压增益 Avo 乘以电源电压变化量 ⊿VCC。

不稳定的供电电压势必会影响输出信号的波形，影响的幅度取决于 PSRR。所以需要侧重于运放等的去耦设计和电源的设计（通常较多用 LDO 线性电源给运放供电）。PSRR 是在单位闭环增益情况下得到的，因此在负反馈应用中引起的输出变化需乘以闭环增益。 一般地，PSRR 有 3个具体参数：+PSRR，-PSRR，+/-PSRR。表示从某个电源端或两个电源端分别或同时异向低频变化，在运放咐明差分输入端引入的传输或影响量值冲如。如上所分析的：⊿Vps=1V 的电源变化，在 PRSS=80dB 运放输入端，导致 ⊿Vdi=100uV 的变化（PSRR=20log⊿Vps/⊿Vdi）。于是运放输出电压产生的变化：⊿Vo=⊿Vdi（1+Rf/Ri）；Rf--反馈电阻，Ri--输入电阻。

再来谈谈 PSRR 与音质的关系。声音质量是用户接口的重要因素之一，其中，音频放大器的作用是对输入信号放大，同时抑制噪声。在放大器中，一个主要噪声源是电源线路本身。通过从 PSRR 切入，我们就可以分析出放大器如何放大输入信号，并抑制电源线引入噪声的性能。 在此情况下，放大器自身的 PSRR 指标更加重要。放大器的 PSRR 越高，越有利于设计。简而言之，性能提高 3dB，代表系数为 2。举例说，提供 6dB 更佳性能的放大器，其降噪性能将会提高 4 倍。

而且，对于耳机驱动器来说 PSRR 是一个关键参数。为了保证合理的信噪比，必须抑制电源在耳机放大器输出端产生的噪声。例如，基于 CD 或 DVD 播放器的动态范围能够达到 90dB，假如有 100mV 的噪声叠加在音频电源电压上，而且绝大部分噪声频谱位于音频频带以内，为保持 90dB 的动态范围、耳机驱动器的输出噪声必须将低至 30mV 以内。这样，耳机驱动器的 PSRR 必须在感兴趣的频带内高于 70dB。为在音频范围内达到如此高的电源抑制比，需要严谨的电路设计，特别是放大器对电源噪声的抑制能力。大多数运算放大器在直流附近具有非常高的 PSRR，但随着频率的升高，PSRR 会急剧下降(通常为 -20dB/十倍频程)，许多运算放大器的 PSRR 在 20kHz 频点处已经跌落到 40dB 以下。

有些 DC/DC 转换器在音频频谱的高频端存在较强的噪声，虽然人耳几乎听不到这个频段的噪声，但可以检测到它们在耳机输出端产生的噪声。许多音频 DAC(或CODEC) 带有耳机驱动器，但人们很少留意其 PSRR 指标；而且，这些产品的Datasheet 也很少给出 PSRR 随频率的变化曲线。如果耳机放大器缺乏足够高的 PSRR，可以采用一个外部 LDO 为耳机放大器提供一个低噪声电源。音频电路中比较通用的供电电源是 +5V，采用 LDO 能够获得足够的电源抑制比，但使某些节点处的电压可能跌至 4.7V 左右。

随着集成度不断提高，电源电流的量级要求也日益增加。终端用户希望能延长电池使用时间，即需要非常高效的 DC/DC 转换过程、使用效率更高的开关稳压器。然而与线性稳压器相比，开关稳压器会在电源线中产生更多纹波。 综上，PSRR 在 ADC、DAC、RF 等应用方面都是一个很关键的参数，值得设计者留意。

如何抑制dc-dc开关电源噪音

开关电源电路结构与降噪原理

该开关电源的设计目标是稳定20 V输出，输出电流0～2 A可变，用于音响系统。为了突出降低电磁噪声的处理技术，简化电路，用单片开关电源芯片TOP224Y进行设计。TOP224Y内部已包含了PWM调制所需的所有电路以及激励管输出，由它激励变压器，开关频率为100 kHz，内部MOS激励管的耐压为700 V，输出功率小于45 W。电路如图1所示，该电路可以获得更大的输出功率，只需更改部分器件。图1中左边的电陵迹路R1，L1，D1，C1至C7是常规的共模滤波和整流电路，获取约300 V的直流电压供DC-DC变换电路使用;最右边电路L5，C11等是普通的LC滤波电路;IC2，D8，R9，R10组成电压反馈电路，形成闭环结构，稳定电源输出电压;中间部分是DC-DC变换器，降噪声的关键是对这一部分的电路进行适当处理。

  图1：低噪声开关电源原理图

对于中间部分电路而言，TOP224Y作为PWM控制、激励，都是常规处理。控制端C的工作电压取自变压器的反激励电压，其中D3是整流管，D4是发光二极管，用作指导灯。C端的反馈信号来自IC2的输出。芯片的漏极输出端D连接变压器和R1，D2，其中R1是半导体压敏电阻，与D2一起组成芯片限压保护电路，防止芯片因过压而击穿。该项电路的激励方式采用以正激励为主的正、反混合激励式，变压器有4个绕组，其中2个是基本相似的输出绕组n3，n4，它的同名端关系如图2所示。

            图2：电路续流的路径

DC-DC变换后的整流管使用了三只：D5，D6和D7，没有独立设置续流二极管，不同于其他电源电路。D5为续流而设置的复用二极管，D6和是正激励脉冲整流二极管，D7是反激励电压整流二极管。L4是DC-DC变换后的第一级滤波电感。在正激励期间，变压器输出绕组n3经D6，L4输出电流，第一级滤波电感L4中电流i4增大，同时，变压器自身利益的激励磁电流i1也在增大。

当正激励结束马上就进入尺碧并反激励阶段，滤波电感L4中电流i4将从原值逐步减小。而变压器中也会保持励磁电流，但它是多绕组结构，励磁电流可以出现在任意一个绕组中，各电流方向以维持原磁场方向为准。如果控制当时的滤波电感电流i4>n1i1/n4，可以将变压器磁芯中的励磁电流全部转移至n4绕组。也就是电流i4流经变压器输出绕组n4，除了维持变压器磁芯磁场，尚有多余，慧哪其余量在n4与n3中按匝数比分配。此时，二极管D5马上导通，二极管D6继续导通，而二极管D7仍然截止。变压器绕组无感生电压，不放释放磁场能。随着滤波电感储能的释放，电流i4逐步减小，直至i4=n1i1/n4时，D6进入截止状态。可见D6没有被除数强迫截止，处理得当，可以消除其关断噪声。接着，变压器开始产生反激励电动势而释放储能，二极管D7开始导通，变压器的反激励电压被限制。直到变压器储能释放尽，等待下一个周期的激励。

按照这一方法处理，可以消除整流二极管D6的硬关断噪声，但变压器漏感造成的芯片激励管的硬关断噪声仍然存在，这里的辅助绕组可以起到一定的吸收作用。对于整流二极管的硬开通噪声，仍采用RC电路吸收能量，降低噪声，如图1中的R7，C10电路。

相关资料：